Расчёт сетевого импульсного блока питания

Выходное напряжение в начальный момент равно нулю, и начинает плавно возрастать по мере заряда выходных конденсаторов. Сейчас ШИМ – контроллер работает в режиме ограничения тока – длительность выходных импульсов определяется напряжением на датчике тока, а цепь обратной связи не работает, поскольку выходное напряжение еще не достигло нормы. Напряжение на обмотке питания также низко, и контроллер питается от энергии, запасенной в конденсаторе C7. Соответственно, энергии в нем должно хватить на все время переходного процесса, и оно должно быть тем больше, чем больше емкость на выходе блока.
Сначала посчитаем ток, потребляемый контроллером от конденсатора С7. Он будет складываться из собственно тока потребления контроллера (17mA max) и тока на перезаряд емкости затвора (мы его нашли ранее, 2mA). То есть суммарный максимальный ток потребления составит =18.5mA. Контроллер включается при напряжении (14.5 – 17.5)V, а отключается при (8.5 – 11.5)V, но гистерезис постоянный и составляет ровно.
Осталось найти время, в течении которого будет происходить переходный процесс. Для этого зададимся максимально возможной емкостью на выходе блока, скажем, 4700μF, и посчитаем, за какое время она зарядится номинальным выходным током:
Теперь легко можем найти минимально возможную емкость конденсатора C7:. Соответственно, если использовать конденсатор 470μF, то можно быть уверенным, что наш блок будет устойчиво запускаться при суммарной выходной емкости до 4700μF.
При коротком замыкании на выходе напряжение на обмотке питания не достигнет уровня, достаточного для работы ШИМ – контроллера, и цикл запуска будет происходить периодически. Посчитаем отношение времен работы блока на короткое замыкание и заряда конденсатора через резисторы запуска, когда силовой ток не течет через элементы схемы. Расчет будем вести для номинального напряжения сети 220VAC.
Блок будет работать на короткое замыкание в течении времени, когда конденсатор C7 разряжается током потребления контроллера 18.5mA на величину = 6V: . Заряд С7 будет происходить через резисторы запуска суммарным сопротивлением 200К
током, соответственно: Откуда время заряда: Отношение: составит 0.09. На самом деле эта величина есть просто отношение тока заряда конденсатора С7 к току его разряда, т.е. := . На практике это означает, что перегрев блока при коротком замыкании будет в 11.1 раз меньше при периодическом его перезапуске чем при постоянной работе в режиме короткого замыкания. Но это соотношение зависит от входного напряжения – чем оно больше, тем больше будет
перегрев блока при коротком замыкании.
К сожалению, на практике эта логика отработки короткого замыкания может давать сбои. Проблема связана с трансформированием колебаний от индуктивности рассеяния первичной обмотки на обмотку питания – при перегрузке эти выбросы заряжают С7 и не дают контроллеру выключаться. Поэтому для минимизации их влияния вводят интегрирующие элементы в цепь питающей обмотки, в нашем случае это резистор R4.
Проблема выбора резистора R4 достаточно сложна – с одной стороны он должен быть достаточно большим для эффективного интегрирования паразитных выбросов, а с другой стороны – не создавать слишком большого падения напряжения в режимах, близких к холостому ходу. Обычно его номинал составляет (10..47)Ω.
То есть интегрирующую цепь следует подбирать таким образом, что бы блок устойчиво работал при минимально возможной нагрузке, и стабильно уходил в перезапуск при коротком замыкании – и обязательно во всем диапазоне питающих напряжений.
Цепь подавления выброса от индуктивности рассеяния (D2, R3, C6). Ранее мы уже рассмотрели работу различных вариантов демпфирующих цепей, и теперь рассчитаем его для нашего случая. Напряжение на демпфере в нашем случае желательно иметь не более 220V, тогда при максимальном входном напряжении 264VAC (372VDC) напряжение на стоке силового ключа
будет близко к максимально допустимому. Конденсатор С6 должен иметь достаточно большую емкость что бы пульсации на нем были невелики, но и выше определенного предела выбирать этот конденсатор нет никакого смысла, т.к. увеличиваются габариты и цена. В нашем случае вполне разумным будет выбрать С6 как керамический конденсатор 0.01μF, 500V. Слишком маленький C6 приводит так же к дополнительным колебаниям в резонансном контуре C6 + индуктивность рассеяния трансформатора – и частоту этого контура хотелось бы иметь как можно больше.
Нет большого смысла в использовании RCD демпфера с «быстрым» диодом – гораздо лучше использовать TVS, поскольку потери энергии будут практически теми же самыми, а напряжение будет зафиксировано гораздо жестче. Поэтому в нашем случае будем использовать относительно «медленный» диод с максимальным временем восстановления 2.5ms S1J, и
подберем сопротивление резистора R3 таким образом, что бы при максимальной перегрузке (с учетом разброса компонентов и параметров) напряжение VCL не превышало 220V. В нашем случае R3 = 75K.
Выходной диод (D4). Для низких выходных напряжений рационально использовать диоды Шоттки, как обладающие низким прямым падением напряжения и отличными частотными свойствами. При более высоких выходах, начиная примерно от 24V, используют сверхбыстрые диоды – широко распространенные диоды Шоттки выпускаются на напряжение только до 100V.
Обратное напряжение на выходном диоде будет складываться из выходного напряжения и «отраженного» на вторичную сторону входного напряжения:
В нашем случае максимальное напряжение на выходном диоде будет:

То есть вполне допустимо использовать 80-вольтовый диод. Очевидно, что средний ток через диод будет равен среднеквадратичному току вторичной
обмотки, в нашем случае 2.18А. В нашем случае можно
использовать диод STPS2H100A
Конденсатор фильтра (С12). Конденсатор фильтра должен обладать двумя свойствами. Во-первых, его емкость должна быть достаточно велика, чтобы мы могли получить стабильную петлю обратной связи. Если резко снизить выходной ток от номинального значения до нуля, то ШИМ – контроллеру потребуется, как правило, 10 – 20 тактов частоты () преобразования для снижения коэффициента заполнения. Теперь необходимо задаться максимально допустимым превышением выходного напряжения при переходном процессе . Минимальная емкость конденсатора С12 при этом будет:
Чем больше емкость выходного конденсатора, тем меньше будет амплитуда выброса при резком сбросе/набросе нагрузки (но больше его длительность), и тем легче будет получить стабильную петлю обратной связи. Кроме того, большая емкость снизит амплитуду выходных пульсаций, но затруднит старт блока и заставит увеличивать емкость на питании ШИМ – контроллера. Значимость каждого из этих факторов придется оценивать в каждом конкретном случае.
Во-вторых, выходной конденсатор должен обладать достаточно малым эквивалентным последовательным сопротивлением (ESR) для безболезненного пропускания большого импульсного тока. Сначала оценим минимально рекомендуемую емкость конденсатора при условии = 10 и
= 0.5V :

Среднеквадратичное значение тока через выходной конденсатор находится по формуле:
Рассмотрим предлагаемый ассортимент алюминиевых конденсаторов с низким ESR (Low-ESR series) от компании HITANO (EXR series). Аналогичные серии других производителей обладают схожими параметрами. Видно, что максимально допустимый импульсный ток зависит в основном от физических размеров конденсатора. Поэтому размер конденсатора
фильтра будет приблизительно одинаковым при различной емкости, но разном рабочем напряжении. В нашем случае лучше не использовать конденсатор С12 слишком большой емкости – это затруднит старт блока, поэтому логично использовать два – три параллельно соединенных конденсатора. Например, можно использовать три конденсатора 330μF*63V, или два конденсатора 680μF*50V. В нашем примере остановимся на варианте двух параллельно соединенных конденсаторов 680μF*50V – их суммарный ESR составит 39mΩ.
Пульсация на выходном конденсаторе складывается из собственно процесса перезаряда емкости и из падения напряжения на ESR. Ее величину можно оценить как:
В нашем случае:
Дополнительный фильтр (L1, C13). Как правило, пульсации на конденсаторе фильтра слишком велики для потребителя, и приходится их дополнительно сглаживать. Для низковольтных применений используется дополнительный LC фильтр, а для высоковольтных с низкими токами – RC фильтр. Рассмотрим расчет LC фильтра как наиболее широко распространенного.
Для минимального влияния на стабильность петли обратной связи дополнительный LC фильтр должен иметь как можно более высокую собственную резонансную частоту, во всяком случае не меньше 1/5 частоты преобразования. Кроме того, слишком большая индуктивность приведет к увеличению размеров дросселя и увеличению потерь в его обмотке от протекания выходного тока.
Проще всего рассматривать фильтр как делитель напряжения для пульсации на конденсаторе С12, и, заменив резисторы делителя эквивалентными реактивными сопротивлениями L1 и C13, можно посчитать, какая будет пульсация выходного напряжения.
Сначала удобнее выбрать дроссель, поскольку выбор более ограничен – мы должны учитывать предельно допустимый для него ток, сопротивление обмотки для сохранения потерь на приемлемом уровне и габариты/цену. В качестве L1 удобнее всего использовать готовые дроссели на гантелеобразных сердечниках как наиболее дешевые и широко распространенные.
Для нашего примера можно выбрать дроссель для SMT типоразмера 0805 (Ø8мм и высотой5мм) индуктивностью 3.3μH, предельным током 4.6А и сопротивлением постоянному току 22mΩ. При этом потери в нем составят 88mW, что вполне приемлемо. Зададимся величиной выходных пульсаций в 50mV и решим формулу для выходных пульсаций относительно C13:

То есть алюминиевый или танталовый конденсатор в 4.3μF вполне подойдет в качестве C13, его ESR не важен, поскольку пульсации тока малы.
Усилитель ошибки и его цепи (U3, R13, R14). В качестве усилителя ошибки в подавляющем большинстве SMPS используется интегральная микросхема TL431 и ее клоны (микропотребляющие, низковольтовые и пр.). Логика работы данной микросхемы крайне проста. Пока напряжение на управляющем электроде не превышает опорного напряжения (для основной серии = 2.5V), ток через микросхему не течет. По достижении опорного
напряжения TL431 начинает пропускать через себя ток с очень высоким коэффициентом усиления. Соответственно, делитель на резисторах R13, R14 настраивается таким образом, чтобы при номинальном выходном напряжении напряжение на управляющем электроде в точности соответствовало опорному.
Сначала выбирается резистор R14. Его сопротивление не должно быть слишком большим что бы минимизировать влияние тока утечки в управляющий электрод (4μA max.), и не слишком малым, для облегчения коррекции петли обратной связи. Обычно используют R14 = 10K. Теперь можно посчитать требуемое сопротивление резистора R13:

Ближайший номинал из ряда E96 – 86.6K

Оптрон гальванической развязки и его цепи (U3, R15, R6, R11). Выбор оптронов для гальванической развязки SMPS чрезвычайно широк. Мы рассмотрим работу данных цепей на примере дешевого и широко распространенного оптрона PC817 фирмы Sharp. Ток через оптотранзистор будет максимальным в случае, когда напряжение на выходе усилителя ошибки ШИМ – контроллера (вывод 1) будет равно нулю. Этот ток будет равен напряжению на инвертирующем входе усилителя ошибки (вывод 2, в нашем случае 2.5V) поделенное на сопротивление параллельно соединенных R5 и R6. Сопротивления резисторов R5 и R6 рекомендуется выбирать равными –в этом случае мы сможем контролировать напряжение на выходе усилителя ошибки вплоть до 5V, то есть с приличным запасом. Максимальный ток через оптрон в (0.5..1)mA можно считать удачным компромиссом в случае использования UC3844A. Остановимся на токе 0.5mA – это определит номиналы R5 и R6: R5 = R6 = 10K.
При нулевом токе оптотранзистора ток через светодиод оптрона тоже можно считать пренебрежимо малым. При этом ток, протекающий через TL431, не должен быть менее 1mA (это минимальный ток катода TL431 для устойчивой ее работы, данные из спецификации). Минимальное падение напряжения на светодиоде РС817 в области малых токов составляет 0.9V в худшем случае. Соответственно, можно легко найти номинал резистора R11 как: Резистор номиналом 910W будет разумным выбором.
Поскольку нас интересует максимальный входной ток оптрона, то будем вести расчет для наихудшего экземпляра РС817, у которого при 5mA входного тока коэффициент передачи (CTR) составляет 50%. Сначала посмотрим какой будет CTR при входном токе 1mA – он составит порядка 23% - и выходной ток составит 0.23mA, слишком мало. При входном токе в 2mA CTR=38 и выходной ток будет равен 0.76mA, т.е. слишком много. Проделав несколько
таких итераций находим, что максимальный ток через светодиод оптрона составит 1.5mA.
Ток через резистор складывается из тока через светодиод РС817 и тока через резистор R11. Поскольку падение напряжения на светодиоде оптрона может достигать 1.5V (опять же берем наихудший случай), то ток через R11 может достигать:
То есть ток через R12 составит:


То есть R12=6.63K вполне подойдет.
Элементы коррекции петли обратной связи (C8, C14, R13). Собственно,
корректирующими элементами являются только C14 и R13, а конденсатор С8 служит для повышения устойчивости ШИМ – контроллера к помехам. Номинал конденсатора C8 невелик – всего сотни пикофарад, обычно от 100pF до 470pF – это исключает его влияние на частотную характеристику петли обратной связи. Остановимся на C8 = 330pF, в большинстве случаев это работает очень хорошо.

К сожалению, расчет петли обратной связи чрезвычайно сложен, и даже существующие методики далеко не всегда дают адекватный результат. Слишком много параметров влияют на АЧХ схемы. Но для обратноходовой топологии, работающей в токовом режиме, всего два корректирующих элемента, и проще их подобрать анализируя реакцию блока на возмущающее
воздействие – например, на резко изменяющуюся нагрузку.
Итак, будем резко (со скоростью порядка (1-5)A/ms) изменять ток нагрузки от номинального до половины номинального. Наша задача – добиться апериодического процесса восстановления выходного напряжения после возмущающего воздействия.
На рис. 5 (а-г) показаны осциллограммы
Рисунок 5-а R13=47K, C14=10nF
переходного процесса при различной комбинации R13 и С14. Обратим внимание, что основной выброс никак не связан с их
номиналом, и определяется исключительно параметрами дополнительного фильтра L1C13.
Рис. 5-а. Переходный процесс имеет очень большую длительность, хоть и обладает апериодичностью. Поэтому будем уменьшать емкость конденсатора C14. Рис. 5-б. Длительность переходного процесса значительно снизилась, и процесс восстановления все еще носит апериодический характер. Попробуем еще уменьшить емкость конденсатора C14.


Переходный процесс стал приобретать колебательный характер. Причем никакие изменения сопротивления резистора R13 уже не способны придать ему апериодический характер. Поэтому считаем, что предыдущий номинал конденсатора C14
является минимально допустимым.
В итоге останавливаемся на комбинации C14 = 10nF, R13 = 47K как на случае минимальной длительности переходного процесса при гарантированной устойчивости системы.
Конденсатор подавления помех С15. С точки зрения работоспособности самого блока питания выбор емкости помехоподавляющего конденсатора чрезвычайно прост – чем больше, тем лучше. Поэтому на первый план выходят другие ограничения. В случае сетевого источника питания этим ограничением являются требования стандартов электробезопасности. В этом случае в качестве C15 стандартами разрешается использовать исключительно сертифицированные конденсаторы (так называемый «Class Y1»). Максимальная их емкость – 4.7nF, что соответствует максимально допустимому току утечки из сети к потребителю. С другой стороны, разработчику источника питания хочется иметь минимально возможный импеданс для цепи возврата паразитного тока через межобмоточную емкость трансформатора. Поэтому для мощностей выше пары десятков ватт стараются использовать конденсатор С15 емкостью 4.7nF.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В данной курсовой работе бы проведен расчёт сетевого импульсного блока питания для паяльника.
При этому, для достижения поставленной цели – составить расчётно-пояснительную записку и графической части, были реализованы обе спмти проеута.
Во введении пояснительной записки говорилось о бурном развитии в области электроники. Было рассмотрено конкретное устройство – паяльник, Работа с элементами МОП – структуры имеет свою специфику. В частности, было указано, что при работе с элементами МОП-структуры, во избежание выхода их из строя, используются паяльники с развязкой от сети и с низким напряжением питания.
Были приведены варианты функциональной схемы блока питания.
При определении принципиальной схемы устройства был проведен анализ топологий с тем, чтобы выбрать наилучший вариант сочетания цены и качества. Достижению этой же цели помог и анализ «легких» и «тяжелых» элементов схемы.
Проведен расчет основных элементов схемы параметров. При этом, в соответствии с выбранной функциональной схемой, были выбраны решения схем принципиальных.
Рассчитан сетевой импульсный блок питания паяльника, удовлетворяющий условиям технического задания: выходное постоянное напряжение , ток нагрузки , частота преобразования преобразователя .
Подобные блоки питания применяются во многих электронных приборах. Основной принцип работы импульсных блоков питания заключается в выпрямлении сетевого напряжения с последующим преобразованием его в переменное высокочастотное напряжение прямоугольной формы, которое понижается трансформатором до нужных значений, выпрямляется и фильтруется.

Рисунок 5-б R13=47K,C14=1nF


Рисунок 5-в R13=47K, C14=470pF


Рисунок 4-г, R13=100K, C14=1nF